Ikр = Ik1р = 30 мА – рассчитано в п.4.4.4.
rk* = 2,69 кОм.
Отсюда получаем значение:
h22e = 0,37 мА/В.
Внутренняя проводимость транзистора в каскаде ОЭ при управлении от источника напряжения с ненулевым внутренним сопротивлением ():
|
, |
(28) |
где Rg – сопротивление генератора.
Rg = 51 Ом -задаем низкое выходное сопротивление предшествующего каскада;
gig = 0,15 мА/В.
Емкость коллекторного перехода транзистора в р.т. рассчитываем по формуле (22):
Сk0 = 14,57 пФ,
Uke0 = 0,6 В – значения берем из технической документации на транзистор (см. прил.3.);
Uke = Uke1р = 5 В – рассчитано в п.4.4.4;
Сk = 5,05 пФ.
Частота единичного усиления транзистора:
fТ = 800 МГц – берем из технической документации (см. прил.3)
Из формулы (23) следует, что τТ = 200 пс.
Граничная частота коэффициента передачи тока базы рассчитывается по формуле (24):
fß = 7,27 МГц.
Из формулы (24) следует: τß= 21 нс.
Диффузионная емкость эмиттера рассчитывается по формуле (25):
Cbe = 218 пФ.
Граничная частота крутизны транзистора рассчитывается по формуле (26):
где = 2,74 нс.
fs = 58 МГц.
Граничная частота передачи тока эмиттера:
.
4.4.7. Расчет емкости нагрузки.
Согласно формуле (5) емкость нагрузки равна:
Сн = 12 пФ.
4.4.8. Выбор сопротивления Rg источника сигнала ОК.
Сопротивление источника сигнала – выходное сопротивление предшествующего каскада. Исходя из предполагаемой схемотехники:
Rg = 50 Ом.
4.4.9. Выбор эмиттерного сопротивления R7 и R8 в цепи коррекции.
Выбираем из условия отсутствия выброса на ПХ оконечного каскада в апериодическом режиме:
|
, |
(29) |
где Rbg –сопротивление источника сигнала, Ом;
Re < 84,8 Ом.
Выберем R7 и R8 = 23,7 кОм из ряда E96.
4.4.10. Выбор емкости С1 коррекции.
Рассчитаем емкость коррекции по формуле:
|
, |
(30) |
С1 = 624 пФ. Выберем эту емкость подстроечной.
4.4.11. Определение верхней граничной частоты каскада.
Постоянная времени каскада в области ВЧ для режима компенсации полюса нулем:
|
, |
(31) |
τbpz = 2,4 нс.
Время нарастания ПХ определяем по формуле:
|
τнар = 2,2 τbpz, |
(32) |
τнар = 5,28 нс.
Из полученного значения получаем верхнюю граничную частоту исходя из выражения:
|
, |
(33) |
fв = 30,1 МГц.
4.4.12. Расчет КУ в области СЧ.
Вычислим КУ по формуле:
|
, |
(34) |
K=71,2.
4.4.13. Расчет каскада по постоянному току.
Рассчитаем изменение напряжения база-эмиттер Ube при изменении температуры в заданном интервале:
|
, |
(35) |
Где - температурный коэффициент;
t1 = 10 ºC;
t2 = 35 ºC – значения берем из ТЗ.
ΔUbe = 55 мВ.
Рассчитаем изменение коэффициента передачи тока базы ß при изменении температуры в заданном интервале:
|
, |
(36) |
где а = 1%/ ºC.
Δß=30.
Рассчитаем изменение теплового тока коллекторного перехода ΔIkT при изменении температуры в заданном диапазоне:
|
, |
(37) |
где IkT (t0) – обратный тепловой ток коллекторного перехода при температуре окружающей среды t0 = 25 ºC.
IkT (t0) = 0,1 мкА – значение берем из технической документации на транзистор (см. прил. 3);
ΔIkT = 0,24 мкА.
Рассчитаем полное сопротивление эмиттерной цепи, необходимое для достижения требуемой температурной стабильности:
|
, |
(38) |
где = 0,37 мкА;
Rbe – внешнее сопротивление цепи базы (сопротивление генератора)
Ni – коэффициент температурной нестабильности.
Зададим значение Ni = 3.
Rэр = 398 Ом.
Выбор режимного сопротивления R9:
|
, |
(39) |
R9 = 187 Ом. Выберем значение R9 = 182 Ом из ряда номинальных значений Е96.
Определение входного импеданса каскада:
Входное сопротивление оценим по формуле:
|
, |
(40) |
Rвх = 280 Ом.
Входная емкость определяется по формуле:
|
, |
(41) |
где Co – эквивалентная входная динамическая емкость каскада, вычисляемая по формуле:
|
, |
(42) |
F – фактор связи, определяемый выражением:
|
, |
(43) |
F = 22,87
Ck – емкость коллекторного перехода;
Сk = 1.5пФ
C0 = 3,34 нФ.
Свх = 147 пФ.
4.4.14. Расчет режимных параметров каскада.
Мощности резисторов
1. Коллекторная цепь (R2, R3):
PRk = Ikp2Rk = 1,683 Вт.
2. Эмиттерная цепь:
PRe = IRpt2Rpt+IRoc2Roc = 0,677 Вт.
3. Общая потребляемая мощность от источника питания:
P = PRk+ PRe = 2,36 Вт.
4. Рабочие напряжения конденсаторов:
Для ёмкости цепи обратной связи:
UCe = IerRer = 0,711 В.
5. Ток потребления от источника питания:
Iпот = 2Ikr = 60 мА
6. Расчет цепи базы транзисторов VT1 и VT2.
Потенциал базы определяется выражением:
|
Uб = Eп1*R4/(R1+R4), |
(44) |
где Eп1 – напряжение «верхнего» источника питания, В. (см. рис. 4.2.).
Eп1 = 100 В.
Исходя из этого, выберем следующие значения сопротивлений:
R1 = 33 кОм из ряда номинальных значений E24;
R1 = 2 кОм из ряда номинальных значений E24.
При этом ток делителя должен быть много больше тока базы. Ток базы является микроамперным. Ток делителя определяется выражением:
|
Iдел = Eп1/(R1+R4). |
(45) |
Iдел = 2,86 мА.
Таким образом, условие Iдел >> Iб выполняется.
4.5. Выбор схемотехники и расчет фазоинверсного каскада.
4.5.1. Выбор схемотехники.
Требования к параметрам ФИ приведены в табл. 4.2.
Таблица 4.2
Требования, накладываемые на ФИ
Uвых, В
К0
fв, МГц, не менее
tф, нс, не более
1,2
4
50
200
Для реализации требований к ФИ выполним его по схеме двух усилителей на ОУ, один из которых является инвертирующим, другой – неинвертирующим (см. рис.4.3). Ознакомившись с характеристиками современных ОУ, было решено построить фазоинверсный каскад на операционных усилителях LM7171A_NS фирмы National Semiconductor. Параметры используемых ОУ приведены в приложении 4.
Рис. 4.3. Фазоинверсный каскад
4.5.2. Выбор сопротивлений R2 и R3 неинвертирующего усилителя.
Параметры неинвертирующего усилителя на ОУ определяются исходя из выражения:
|
Kн = R3/R2 + 1, |
(46) |
где Kн – КУ неинвертирующего усилителя;
R2, R3 – сопротивления в цепи обратной связи (см. рис. 4.3), Ом.
Кн = 2;
R2 = R3 = 511 Ом из ряда номинальных значений E96.
4.5.3. Выбор сопротивлений R4 и R5 инвертирующего усилителя.
Параметры инвертирующего усилителя на ОУ определяются исходя из выражения:
|
Kи = - R5/R4 , |
(47) |
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10
