Как и в однотактном таймере, в программируемом имеется вывод от внутреннего резисторного делителя. Это позволяет управлять работой счетчика с помощью аналогового сигнала, подаваемого на вывод 12.
Таймер спроектирован таким образом, что в момент включения его напряжения питания производится автоматический самосброс счетчика, если на выводах 10 и 11 напряжения около 0 В. Цепи сброса и запуска не равносильны при управлении триггером D10. Если одновременно поданы положительные импульсы на выводы 10 и 11, то управляющий триггер D10 отреагирует только на импульс запуска.
При разомкнутой цепи обратной связи с выходов счетчика на вывод 10 таймер работает в режиме мультивибратора, генерирующего непрерывные последовательности выходных импульсов после подачи на вывод 11 положительного импульса. Если цепь обратной связи замкнута, то после подачи положительного импульса на вывод 11 таймер генерирует последовательности выходных импульсов до прихода первого положительного импульса на вывод 10 .
Глава 2. Проектирование схемы таймера
2.1. Расчет возможности перекрытия диапазона 1:60.
Предварительный анализ литературных источников показал, что базовым элементом для создания устройства, технические характеристики которого описаны в формулировке задания наиболее рациональным будет использование микросхемы КР1006ВИ1.
Для дальнейшей работы по проектированию необходимо произвести некоторые предварительные расчеты.
Определим возможность регулировки величины интервала времени 1 сек – 60 сек при помощи изменения величины только одного из времязадающих резисторов без применения переключения диапазонов. В этом случае:
= 60,
где Тmax = 60 сек, Тmin = 1сек.
Поскольку период Т генерируемых таймером, включенным в режиме мультивибратора (рис. 2.1) колебаний равен
Т = 0.685(RA1+ 2RB1)C, (2.1)
то
60 =, (2.2).
где RA1, RB1 – значения времязадающих резисторов в конце диапазона (максимальные значения).
RA2, RB2 - значения времязадающих резисторов в начале диапазона (минимальные значения).
Анализ формулы (1) показывает, что более выгодно для увеличения интервала регулировки в пределах одного диапазона изменять не величину RA , а величину RB .
Поскольку было оговорено наличие только одного элемента регулировки, положим RA1=RA2. Начальное значение RB следует выбрать достаточно большим для достижения большого диапазона перекрытия. Для проволочных переменных резисторов наибольший номинал – 47 кОм, остановимся на этом значении.
Что касается величины RB2 – то это величина дополнительного (тоже проволочного) постоянного или подстроенного резистора, включённого последовательного с переменным резистором RB.
Преобразуем уравнение (2.2) к виду
RA1 + 2RB1 = 60RA2 + 120RB2
при, поскольку RA1 = RA2 = RA, a RB1 = 47KОм
RA + 94 = 60RA +120RB2
откуда
RB2==
Из этой формулы видно, что величина RA не может превышать значения 1,5932 кОм (числитель становится отрицательным).
Заметим также, что при приближении номинала RA к этому значению разность потенциалов между видами 7 и 6 + 2 стремится к нулю, что может вызвать затруднения в работе мультивибратора. Придав величине RA ряд значений, далёких от критического значения 1,59 кОм, рассчитаем соответствующие значения RB2.
При RA =1.5 кОм - RB2 =0.0458 кОм
при RA = 1.2 кОм - RB2 = 0.19(3) кОм
при RA = 0.82 кОм - RB2 = 0.3802 кОм
при RA = 0.75 кОм - RB2 = 0.4145 кОм
при RA = 0.68 кОм - RB2 = 0.449 кОм
при RA = 0.51 кОм - RB2 = 0.5326 кОм
Остановимся на значении RА = 0.82 Ком, поскольку ему соответствует значение RВ2=0.3802 кОм, что довольно близко к стандартному номиналу резисторов 390 Ом. Если воспользоваться построечным резистором в 390 Ом, то его легко подрегулировать под точное значение RВ2.
Определим емкость времязадающего конденсатора, исходя из формулы (2.1). Поскольку его значение одинаково для всех точек выбранного диапазона, зададимся минимальным значением RВ, которому отвечает период в 1 сек.
Поскольку
Т=0.685(RА+2RВ)С
то при Т= 1сек
с =
При 923,9 мкФ.
Столь большое значение ёмкости встречается только у электролитических конденсаторов, которые, обладая большой утечкой, сильной зависимостью ёмкости от температуры и заметным „старением” (изменением значения ёмкости со временем) абсолютно не подходят в роли частотозадающего элемента. В качестве такового желательно использовать керамический конденсатор с минимальным (желательно – отрицательным) значением температурного коэффициента ёмкости. Однако на такие большие номиналы они не выпускаются.
2.2 Разработка схемы допускающей применение времязадающего
конденсатора меньшей емкости.
Выход из положения может быть найден за счёт усложнения схемы таймера, подсоединив к выходу микросхемы К1006ВИ1 включенной по схеме мультивибратора (Рис 2.1) делитель частоты, коэффициент деления которого подобран так, что на его выходе присутствуют прямоугольные колебания, частота которых будет изменяться в пределах 1 Гц – Гц при соответствующей регулировке частоты, генерируемой мультивибратором.
Как видно из соответствующих формул, уменьшение периода в тысячу раз приведёт к уменьшению ёмкости частотозадающего конденсатора также в 1000 раз, тогда его ёмкость должна быть равной 923,9 нФ.
Задавшись стандартным значением ёмкости Ccт, можно вычислить значение коэффициента пересчёта счётчика, используемого в делителе D.
N=
Выберем Сст = 9,1нФ. Тогда
N==101527.47 101.528
Приведём значение N в двоичную систему счисления:
N=N2=11000010100110002.
Вид этого числа указывает что счётчик, необходимости для пересчёта на 101528 будет содержать 19 триггеров (по числу знаков в N2) и в составе счётчика должен быть элемент 7И, входа которого должны быть подсоединены к выходам триггеров NN 4,5,8,11,13,18,19, а выход элемента – обнулять счётчик при совпадении всех единиц на его входах – именно тогда будет достигнут искомый коэффициент пересчёта.
Ближайшее к N значение двоичного числа – 217 = 131.072. Поскольку построение чисто двоичных счётчиков легче (отсутствует многовходовый элемент „И” для самосброса счётчика) определим, какое значение времязадающего конденсатора в мультивибраторе Т должно быть, если N=217
C== 7,049 нФ.
Ближайшие стандартные номиналы конденсаторов по сетке Е24: 6,8нФ и 7,5нФ. Эти значения далеки от рассчитанного значения.
Выбрав N=216=65.536 получим значение С=14,097 нФ. Ближайшие стандартные номиналы 13нФ и 15 нФ.
При N=215 значение С=28 нФ, а при 214 С=56нФ, что совпадает с одним из стандартных значений сетки Е24. Кроме того, промышленность выпускает микросхему К561ИЕ16 – двоичный счётчик с коэффициентом пересчёта 214 [7]. Это сильно упрощает построение схемы таймера - в этой ее части используются всего 2 корпуса микросхем: КР1006ВИ1 и К561ИЕ16. Эти две микросхемы совместимы по интервала значений напряжения питания (4,5 – 16 В для таймера и 3-15 В для счётчика).
Таким образом, напрашивается вывод, что основой проектируемого устройства должны быть две микросхемы - КР10006ВИ1 и К561ИЕ16.
2.3 Схемотехническое повышение точности отработки временных
интервалов.
Изучение литературных источников позволило сделать заключение о том что в состав разрабатываемого устройства можно ввести узлы и элементы которые создают следующие возможности: производить поверку таймера а также скорректировать отклонение величины емкости времязадающего конденсатора от рассчитанного ее значения.
В [6] описан способ, дающий возможность скорректировать отклонение емкости времязадающего конденсатора С от расчетной величины, так как оно вызывает ошибку в формировании временных интервалов. Для компенсации этой ошибки можно использовать регулировку напряжения вывода 5 внутреннего резистивного делителя таймера (рис. 2.2).
Длительность формируемого временного интервала равна времени t3, в течение которого конденсатор Ct зарядится до напряжения 2Unl3=U5 на выводе 5. В общем случае tз=СtRt (ln(1- U5/Un)
Отношение U5/Uп, теперь будет определяться совместным действием делителей напряжения, образованным резисторами внешнего и внутреннего резисторного делителя таймера.
Таким образом, регулируя отношение сопротивлений внешнего делителя можно изменять длительность выходного импульса
Узел поверки (рис 2.3) содержит вспомогательный генератор, частота генерации которого стабилизирована пьезокварцевым резонатором и делитель частоты, коэффициент деления которого N численно равен значению резонансной частоты пьезокварцевого резонатора. В этом случае на выходе делителя присутствует прямоугольный сигнал с частотой 1 Гц (скважность сигнала не имеет значения).
Температурная и долговременная нестабильность пьезокварцевых резонаторов не превышает 10-5-10-6 а нестабильность частоты сигнала с выхода делителя частоты будет еще в N раз меньше. Сигнал с выхода делителя поступает на С-вход D-триггера, на D-вход которого подается сигнал с выхода таймера, включенного в режиме мультивибратора. При равенстве частот сигналов, подаваемых на C и D-входы триггера его выход Q всегда будет иметь высокий или низкий уровень (индицируется при помощи светодиода HL1). При несовпадении значений этих частот будет наблюдаться мерцание светодиода с частой равной разности частот подаваемых на C и D- входы триггера. Пусть, например, одна из них имеет значение 1,000 Гц, а другая – 1,100 Гц – в этом случае светодиод будет мерцать с периодом в 10 секунд. Во время калибровки таймера надлежит выставить значение периода его срабатывания 1сек и перевести в режим автогенерации. Если он мерцает с периодом превышающем 10 секунд, то это означает, что период срабатывания таймера отличается от выставленного значения менее чем на 0,1 секунды. При меньшем периоде мерцания осуществляют калибровку таймера при помощи дополнительного внешнего делителя подсоединенного к соответствующим выводам К1006ВИ1. В принципе возможна калибровка до погрешности в 0,01 секунды, но эта операция займет несколько больше времени. Ввиду линейности зависимости периода срабатывания таймера от величины времязадающего резистора поверка в одной точке шкалы распространяется на всю шкалу.
Глава 3. Окончательный вариант разрабатываемой схемы
3.1. Блок- схема таймера.
Исходя из вышеизложенных соображений разработанный таймер (рис3.1) должен содержать следующие узлы: Т-мультивибратор, собранный на микросхеме К1006ВИ1, элемент 2И, двух RS-триггеров, организующих работу устройства, D-триггера и стабилизированного пьезокварцевым резонатором генератора G. Два последних элемента совместно с светодиодом HL1 образуют узел индикации. Ключ S1 служит для запуска таймера в режиме генерации одиночного импульса (ключ S2 при этом замкнут). Он подключается между положительным полюсом источника питания и R-входом RS-триггера ключ S2 замыкают при роботе схемы в режиме мультивибратора.
При работе схемы в режиме одновибратора (таймера) ключ S2 замкнут, при нажатии ключа S1 на R-вход триггера поступает сигнал высокого уровня и на его прямом выходе устанавливается низкий уровень разрешающий работу счетчика Сt .Одновременно на его инверсном выходе появляется высокий уровень, прикладываемый ко второму входу элемента 2И, разрешающий прохождение импульсов от генератора T на вход счетчика ст. При заполнении всех триггеров счетчика единицами сигнал с выхода последнего триггера счетчика своим фронтом прикладывается к S-входу RS-триггера. При этом на его прямом выходе устанавливается высокий уровень, обнуляющий счетчик, а на инверсном - низкий, запрещающий прохождение импульсов генератора на его вход. При работе схемы в режиме мультивибратора (ключ S2 разомкнут) возможно использование узла поверки
Узел поверки содержит вспомогательный генератор G, частота генерации которого стабилизирована пьезокварцевым резонатором и делитель частоты, коэффициент деления которого N численно равен значению резонансной частоты пьезокварцевого резонатора.
В этом случае на выходе делителя присутствует прямоугольный сигнал с частотой 1Гц (скважность сигнала не имеет значения).
Температурная и долговременная нестабильность пьезокварцевых резонаторов не превышает 10-5-10-6 а нестабильность частоты сигнала с выхода делителя частоты будет еще в N раз меньше.
Сигнал с выхода делителя поступает на С-вход D-триггера, на D-вход которого подается сигнал с выхода таймера, включенного в режиме мультивибратора. При равенстве частот сигналов, подаваемых на C и D-входы триггера, его выход Q всегда будет иметь высокий или низкий уровень (индицируется при помощи светодиода). При несовпадении значений этих частот будет наблюдаться мерцание светодиода с частой равной разности частот подаваемых на C и D- входы триггера. Пусть, например, одна из них имеет значение 1,000 Гц, а другая – 1,100 Гц – в этом случае светодиод будет мерцать с периодом в 10 секунд. Во время калибровки таймера надлежит выставить значение периода его срабатывания 1сек и перевести в режим автогенерации. Если он мерцает с периодом превышающем 10 секунд, то это означает, что период срабатывания таймера отличается от выставленного значения менее чем на 0,1 секунды. При меньшем периоде мерцания осуществляют калибровку таймера при помощи переменного резистора R4 В принципе возможна калибровка до погрешности в 0,01 секунды но эта операция займет несколько больше времени. Ввиду линейности зависимости периода срабатывания таймера от величины времязадающего резистора поверка в одной точке шкалы распространяется на всю шкалу.
3.2.Электрическая принципиальная схема устройства.
Электрическая принципиальная схема приведена на рисунке 4.2. Здесь D1-К1006ВИ1 D2.1- один из четырех логических вентилей микросхемы К561ЛА7 D3 –К561ИЕ16 D4.1и D4.2- К561ТМ2 D5-К176ИЕ5 (наличие этой микросхемы заставляет выбрать значение напряжения питания +9В, с этим напряжением могут работать все остальные микросхемы, входящие в состав устройства). Номиналы резисторов Ra Rb rb и конденсатора С были рассчитаны на начальном этапе проектирования,Ra =820 Ом, Rb= 47 кОм (переменный проволочный резистор типа ППБ-1) rb=380 Oм (проволочный построечный марки СП5-1), C=56нФ (выбираем керамический группы М33 Конденсаторы этой группы имеют небольшое отрицательное значение ТКЕ: -0,0033% )
Переменный резистор R1 при помощи которого производится калибровка таймера выбираем проволочный подстрочный марки СП5-22 номиналом 15 КОm (это значение совпадает с суммой сопротивлений внутреннего делителя микросхемы К1006ВИ1 и следовательно возможна необходимая подстройка периода).
Пьезоэлектрический резонатор Z1 – любого типа на частоту 32768 Гц (из числа предназначенных для ручных и настольных часов).
Группа компонентов входящих в состав генератора калибровки взята из типовой схемы [7] R5= 22МОмR6=560КОм C1=62пФ C2=22пФ.
Значения номиналов резисторов R2 и R3 могут иметь широкие пределы (их назначение – обнулять входы КМОП-микросхемы) однако для повышения помехоустойчивости не следует избирать слишком высокоомные. Можно остановиться на значениях в десятки килом, например 30 кОм.
Конденсатор С3-керамический или пленочный (основное требование к нему – малый ток утечки), его назначение – передача фронта положительного импульса с выхода счетчика D3 на R-вход RS-триггера D4.1. Минимальное значение его емкости можно определить исходя из следующих соображений: после появления на выходе D3 импульса положительной полярности на R-входе триггера D4.1будет действовать напряжение
U=Une-t/rc (3.1)
Un-значение напряжения питания (высокий уровень на выходе КМОП микросхем близок к Un)
Величина U не должна упасть до значения U:2 за время меньшее времени срабатывания триггера D4.1.
При r=30 Kom рассчитанное значение C не должно быть менее 10-10 Ф. Выбираем с запасом значение емкости 1нФ.
На вывод 1 подается напряжение питания +9В, вывод 3 можно использовать для внешнего запуска устройства (положительным уровнем сигнала от +4,5В до 9В кнопка П1 при этом должна быть замкнута) при ручном запуске нажатием П1 вывод 3 необходимо соединить с выводом 1. С вывода 2 снимается выходной сигнал устройства.
Литература.
1.Новаченко И. В., Телец В.А .Микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Дополнение второе. Справочник.– М: Радио и связь, 1991-272 с. : ил
2. Хвощ С. Т., Варлинский Н. Н., Попов Е.О. Микропроцессоры и микроэвм в системах автматического управления. Л.: Машиностроение, 1987. – 640 с.: ил.
3.Трейстер Р. Радиолюбительские схемы на ИС типа 555: Пер. с англ. –М.: Мир, 1988. –263 с. , ил.
4. Шило. Л. В. Популярные цифровые микросхемы.: Справочник, - М. : радио и связь, 1989. – 352 с.
5. Волков С. Генераторы прямоугольных импульсов на МОП-элементах.: М.: Энергоиздат, 1986, 230 с.
6. Коломбет Е. А. Таймеры. М.: Радио и связь, 1984. 126 с.
7. Бирюков С. А. Цифровые устройства на МОП – интегральных микросхемах. – М. : Радио и связь, 1990. – 128 с.
