4.3.3. Выбор режима работы транзистора
Параметры ПТШ в значительной степени зависят от питающих напряжений. Различают режимы, оптимальный по шуму и оптимальный по усилению мощности. Например, при напряжении В транзистор имеет максимальное усиление при токе мА, минимум меры шума при токе 30 мА, минимум коэффициента шума при токе 17 мА. Комплексные коэффициенты отражения нагрузки и источника сигнала, при которых реализуются максимальное усиление и минимальный шум, различные. Схема однокаскадного транзисторного усилителя согласующими цепями, нагрузкой и генератором показана на рис. 4.3.
Рис. 4.3. Структурная схема однокаскадного усилителя
Транзисторный усилитель СВЧ может обеспечить заданные электрические характеристики в том случае, если транзистор правильно нагружен, т. е. если сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора имеют вполне определённые значения. Сопротивления же реальных источника сигнала и нагрузки, как правило, равны 50 Ом, поэтому усилитель должен включать в себя согласующие цепи, осуществляющие трансформацию сопротивлений. В соответствии со структурной схемой усилителя, изображённой на рис. 4.3. СЦ1 и СЦ2 – согласующие цепи на входе и выходе усилителя, причём СЦ1 трансформирует сопротив-ление реального источника сигнала ZГ=Z0 в сопротивление Z1 в плоскости транзистора, а СЦ2 трансформирует ZH=Z0 в Z2.
Структурная схема усилителя, представленная на рис.4.3 является простейшей. При необходимости она может быть дополнена другими цепями, например осуществляющими выравнивание амплитудно-частотной характеристики усилителя (при широкой полосе пропускания).
При расчёте транзисторного усилителя СВЧ следует обращать внимание на обеспечение его устойчивости. Устойчивость усилителя определяется S-параметрами транзистора и сопротивлениями, на которые он нагружен. На сравнительно низких частотах транзистор обладает выраженными невзаимными свойствами и усилитель на таком приборе работает устойчиво.
В диапазоне СВЧ транзистор в значительной степени утрачивает свойство невзаимности из-за наличия паразитных обратных связей (как внутренней, так и внешних), поэтому при некоторых сопротивлениях источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора усилитель может возбудиться.
Самовозбуждение усилителя возможно лишь в случае, когда резистивная составляющая входного и (или) выходного сопротивления транзистора становится отрицательной. Отрицательному резистивному сопротивлению соответствует коэффициент отражения, модуль которого больше единицы. Так, если отрицательной является резистивная составляющая входного сопротивления транзистора, то |S'11|>1, а если выходного, то |S'22|>1. Входное сопротивление транзистора зависит от сопротивления его выходной нагрузки, а выходное — от сопротивления входной.
Усилитель считается безусловно устойчивым в заданном диапазоне частот, если он не возбуждается в этом диапазоне при любых сопротивлениях пассивных внешних нагрузок (Z1 и Z2 на рис. 4.3). Если существуют нагрузки, способные привести усилитель к самовозбуждению, то он является условно устойчивым (т.е либо потенциально устойчивым, либо потенциально неустойчивым, т.е работающим на строго определённую нагрузку и если нагрузка из-за производственного разброса геометрических размеров, характеристик компонентов или изменении условий эксплуатации изменяется, то усилитель может возбудиться). В безусловно устойчивом усилителе резистивные составляющие входного и выходного сопротивлений транзистора должны оставаться положительными при любых нагрузочных сопротивлениях Z1 и Z2 соответственно, если резистивные составляющие последних также положительны. Это можно представить в виде |S'11|<1 при |Г2|<1; |S'22|<1 при |Г1|<l.
Можно показать, что для безусловной устойчивости усилителя необходимо и достаточно выполнение следующих соотношений:
(4.1)
где .
Последнее неравенство (4.1) принято записывать в виде, где параметр
называется коэффициентом устойчивости (отметим, что К-инвариантный коэффициент устойчивости, поскольку не зависит от системы матричных параметров, в которой он определяется). Условие К>1, являющееся необходимым, но недостаточным условием безусловной устойчивости усилителя, означает, что возможно одновременное комплексно-сопряжённое согласование на входе и выходе транзистора. При К<1 транзистор можно согласовать только с одной стороны. Случай К=1 является предельным, когда двустороннее согласование возможно.
Условия безусловной устойчивости иногда записывают в виде:
, , (4.2)
. (4.3)
Нарушение любого из неравенств (4.2) делает усилитель потенциально неустойчивым, т.е при определённых сопротивлениях источника сигнала или нагрузки он может возбудится. Поэтому целесообразно строить усилители безусловно устойчивые, т.е устойчиво работающие при любой нагрузке.
4.3.4. Расчёт согласующих трансформаторов
Расчёт согласующих трансформаторов (входного, межкаскадных, выходного) ведётся для каждого каскада отдельно. Для максимальной передачи мощности сопряжённо согласуется выходной импеданс предыдущего транзистора (или входного генератора) с входным импедансом последующего транзитора или нагрузки. Если есть запас по усилению у транзисторов, то можно каждый каскад согласовывать по входу и выходу на 50 Ом, что упрощает изготовление усилителя, так как все каскады одинаковые.
По-видимому, для малошумящего каскада наиболее независимой от производственного разброса параметров транзисторов и пассивной части усилителя является схема, в которой выходное комплексное сопротивление (проводимость) источника сигнала трансформируется в сопряжённое, оптимальное для данного транзистора в данном режиме комплексное сопротивление, обеспечивающее минимум коэффициента шума в полосе рабочих частот.
Выход и вход транзистора согласуется с нарузками в полосе рабочих частот с учетом известного ограничения Фано, который показал, что коэффициент передачи и ширина частотной полосы взаимосвязаны, если нагрузка имеет реактивную составляющую. Естественно, что комплексно-сопряжённое согласование возможно только на одной частоте. Поэтому широкополосные согласующие цепи имеют свойства фильтров, а для фильтров характерны зависимости между частотной полосой, крутизной скатов, потерями в полосе пропускания и КСВ входов.
Для расчёта трансформаторов следует в первую очередь выбрать его структуру. Для узкополосных () усилителей можно рекомендовать Т-образную структуру (рис.4.4), так
как параллельный шлейф, закороченный через конденсатор на землю, удобно использовать для подачи напряжения смещения на транзистор. Для широкополосного усилителя () применяют многозвенную цепь, например трёхрезонаторную (рис.4.5).
Рис. 4.4. Структура Т-образного согласующего трансформатора для узкополосных усилителей.
Рис. 4.5. Схема согласующего трансформатора для широкополосных усилителей:
1,5 – импедансный инвертор; 2,4 – четвертьволновые резонаторы; 3 – адмитансный инвертор; 6 – индуктив-
ность последовательного контура; 7-эквивалент входной цепи транзистора
Порядок расчёта каскада следующий :
1. Определяют в заданном частотном диапазоне комплексное сопротивление входной или выходной цепи транзистора и аппроксимируют его в полосе частот простой цепью. Если вещественная часть сопротивления более постоянная, чем вещественная часть проводимости, то нагрузку лучше представить в виде последовательной RLС - цепи. Если более постоянная вещественная часть проводимости, то нагрузку лучше представить в виде параллельной RLC-цепи.
2. При последовательной цепи нагрузки к ней последовательно подключают реактивный элемент так, чтобы получить в ней последовательный резонанс на средней частоте диапазона , например, индуктивность в схеме на рис. 4.5, величину которой определяют по формуле :
, Гн ,
где – ёмкость входа транзистора.
При аппроксимации входа транзистора последовательным соединением ёмкости и резистивного сопротивления или параллельным соединением индуктивности и резистивной проводимости можно получить согласование фильтром верхних частот, при этом декремент (который используется для определения значений элементов фильтра-прототипа нижних частот) :
,
где ; ; и – нижняя и верхняя граничные частоты полосы.
Для получения лучшего согласования реактивный элемент, подключаемый к нагрузке, должен быть более сосредоточенным и располагаться как можно ближе к нагрузке. Если размеры реактивного элемента достигают четверти волны и более или он расположен на значительном расстоянии от нагрузки, то увеличивается добротность резонансной нагрузки и сужается полоса согласования. Число резонаторов схемы согласования п < 4, при увеличении их числа растут потери в схеме согласования. Например цепь с единичным резонатором (п = 1), состоящая из последовательно включенной индуктивности L1 и полного сопротивления инвертора K12 при Свх = 0,57 пФ и Rвх = 21 Ом, имеет ширину полосы согласования 8,9... 11,1 ГГц при f0 = 10 ГГц . Цепь ФНЧ - прототипа нижних частот с двумя реактивными элементами (п = 2) можно полу-чить, если добавить один четвертьволновой резонатор к резонатору, образованному нагрузкой. Цепь с двумя дополнительными четвертьволновьми резонаторами (п = 3) расширяет полосу ( = 6...14 ГГц). Применение в схеме попеременно импедансных и адмитансных инверторов позволяет использовать последовательные четвертьволновые резонаторы, которые очень легко реализовать в микроэлектронном исполнении в виде отрезка линии. Для чебышевской аппроксимации АЧХ схема согласования получается в 1,52 раза меньше по габаритным размерам, чем при аппроксимации максимально плоской функцией.
Зависимость элементов (нормированных проводимостей) чебышевских согласующих цепей от декремента построена на рис. 4.6.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10
