Параметр
показывает абсолютное влияние изменения вых. тока ΔIк при изменении вых. напряжения при постоянном вх. токе. Другими словами, h22 – вых. проводимость тр-ра при постоянном входном токе.
В большинстве случаев в расчетах применяется вых. сопротивление Rвых=1/h22. В схемах с ОЭ Rвых составляет единицы и десятки кОм.
Для определения h22 вблизи точки О' изменяют Uкэ в обе стороны от точки покоя на величину ΔUкэ и определяют соответствующее изменение ΔI''к при постоянном токе базы Iб=Iб0; тогда h22=ΔI''к/ΔUкэ, 1/h22=ΔUкэ/ΔI'к.
Следует обратить внимание, что ΔI'к и ΔI''к в общем случае не равны между собой: ΔI'к вызвано изменением ΔIб при постоянном Uкэ, а ΔI''к вызвано изменением ΔUкэ при постоянном токе базы Iб.
19. Работа биполярного транзистора на высоких частотах.
Св-ва тр-ра на ВЧ удобно анализировать по схеме замещения. На работу бип. тр-ра вредное влияние оказывает емкостное R колл. перехода Cк. На НЧ емкостное R этого перехода 1/WCк велико. Велико и сопрот. rк, поэтому весь ток эквивалентного генер-ра Iэ=aIэ идет ч/з нагрузку, роль которой выполняет резистор RН.
С увеличением (↑) частоты сопрот. 1/WCк начинает уменьшаться и при некоторой частоте часть I, создаваемого генерр-ом, начинает отделяться в емкость Ск и ток через RН начинает падать. Это явл. равносильно уменьшению коэфф-та усиления тр-ра, т.к. полезная вых. мощность уменьшается (↓) с уменьшением I нагрузки. Сл-но, с ↑ частоты ↓ коэффициенты усиления a и B.
С ↑ частоты сопротивление 1/WCэ также ↓, но влияние Cэ не проявляется так сильно, как влияние Cк. Это объясняется тем, что емкость Cэ зашунтирована Rэ (R эмиттерного перехода), имеющим очень малую величину. Сопрот. 1/WCэ начинает оказывать влияние на очень высоких. частотах, где оно становится соизмеримым с Rэ. На этих частотах тр-р обычно не работает, т.к. емкость Cк почти полностью шунтирует генератор тока IГ. Следовательно, влиянием Cэ можно пренебречь.
2ой причиной, вызывающей ум-↓ коэфф-та усиления, явл. инерционность процесса перемещения носителей ч/з базу от Э перехода к К, в результате чего появляется запаздывание по фазе между изменением величин Iэ и Iк. Это запаздывание. опред-ся временем переноса неосновных носителей ч/з базу и зависит от ее толщины.
Частота, на кот. модуль коэфф-та передачи, a ум-↓ в корень из 2х раз по сравнению с его значением на НЧ, наз. граничной частотой fГр. Величина fГр для схемы с ОБ определяется из соотношения fГр=m/tD, где tD=W·(W/2Dp) – среднее время диффузии носителей.
Коэфф. передачи Iэ a зависит от частоты следующим образом: a(iW)=1/(1+iW/Wa), где Wa=2n·fГр – угловая граничная частота, i – мнимая единица.
Комплексное число, стоящее в знаменателе указ-ет, что измен. коэфф. передачи опред-ся физич. процессами, эквивалентными изменению комплексного (емкостного) R. Модуль коэфф-та передачи зависит от угловой частоты W=2nt W следующим образом:
Угол запаздывания по фазе между Iэ и Iк можно определить как γ(a)= - W/Wa.
Чтобы охарактеризовать частотные св-ва тр-ра широко используются частотные хар-тики; представляющие собой зависимость модуля коэфф. передачи a от частоты (АЧХ) и фазы γ(α) (ФЧХ) (см. рис.).
С ув-↑ частоты W, ув-↑ сдвиг по фазе γ, обусловленный влиянием инерционных процессов при прохождении неоснавных носителей ч/з Б; и, в конечном счете, уменьшается коэффициент a. В схеме с ОЭ величина коэфф. передачи Iб в более сильной степени зависит от частоты, что приводит к уменьшению граничной частоты в схеме с ОЭ.
Уменьшение коэфф. a происходит в результате того, что с повышением частоты Iк отстает от Iэ. Граничные частоты для схемы с ОБ и ОЭ связаны формулой:
Wб=W·(1-a0)=Wa/1+B0,
где B – модуль коэффициента передачи тока базы при W=0. Граничная частота в схеме с ОЭ в 1+B0 раз меньше чем в схеме с ОБ.
33. Основные показатели усилителей. Линейные и нелинейные искажения. Эквивалентная схема усилителя.
Принцип действия усилителя (У) основывается на преобразовании энергии источника питания в энергию сигнала. Основную функцию преобразователя энергии в У выполняет активный усилительный элемент, способный с небольшой входной энергией управлять значительно большей энергией источника питания.
Минимальную часть У, сохраняющую основную функцию – способность усиливать сигналы, называют каскадом усиления (КУ). КУ состоит из усилительного элемента и цепей, обеспечивающих заданный режим элемента и согласование с источником сигнала и нагрузкой.
Источник сигнала – это источник энергии, от которого полезные сигналы поступают на вход усилителя. Это микрофон, звукоснимающая головка, отрезок линии связи, предыдущий каскад.
Нагрузка – это устройство, которое является потребителем усилительных электрич. сигналов, т.е. выходная мощность усилителя выделяется на нагрузке. Это может быть следующий каскад, отрезок линии, громкоговоритель, измерительный прибор.
Источник питания – это источник энергии, за счет которого имеет место усиление элекрич. сигналов. От источника питания У отбирает мощность, которую превращает в мощность усиленных сигналов.
Усилительный элемент – транзистор или лампа. При помощи них имеет место преобразования энергии источника питания в энергию усиленных сигналов.
К основным показателям У относятся коэффициенты усиления напряжения, тока и мощности.
К входным показателям относятся: Iвх, Uвх, Pвх, Rвх.
Rвх = Uвх / Iвх , Pвх = UвхIвх .
К выходным показателям относятся: Iвых, Uвых, Pвых, Rвых.
Iвых = IН , Uвых = UН , Pвых = IвыхUвых .
Коэффициенты усиления – это важнейший показатель У.
Кu = Uвых / Uвх , Кi = Iвых / Iвх ,
Кp = Pвых / Pвх .
Как правило, коэфф. усиления измеряются в безразмерных величинах, или в децибелах.
Кi (дБ) = 20lgКi , Кu (дБ) = 20lgКu ,
Кp (дБ) = 10lgКp .
Коэфф. полезного действия η показывает, какая часть потребляемой мощности от источника питания затрачивается на полезный выходной сигнал η = Pвых / P0 , где Pвых – полезная мощность выходного сигнала, P0 потребляемая мощность от источника питания.
Хотя У должны усиливать колебания без искажений, в действительности формы входного и выходного колебаний не совпадают. Уровень искажений формы сигналов оценивается коэфф. искажений. Искажения разделяют на линейные и нелинейные. Линейные искажения обусловлены непостоянством АЧХ и ФЧХ. Линейные искажения оцениваются только по АЧХ.
Нелинейные искажения обусловлены нелинейностью ВАХ. При подаче гармонического колебания на вход У на его выходе будет не только усиленный входной сигнал, но и его высшие гармоники. Эти нелинейные искажения оцениваются коэфф. гармоник
где Um1, Um2, Um3 – амплитуды гармоник 1, 2, 3… на выходе У при гармоническом колебании на его входе.
39. Дифференциальные усилители.
Усилитель постоянного тока, выход. U которого пропорционально разности напряжений входных сигналов, назыв. дифференциальным усилителем (ДУ).
Основными параметрами ДУ являются:
1. коэфф. усиления напряжения КU = Uвых / Uвх.
2.коэфф ослабления синфазных входных напряжений Кос. сф, равный отношению коэфф усиления напряжения КU к коэфф передачи синфазного входного напряжения и характеризующий неидеальность ДУ по синфазной помехе; у идеального ДУ д.б. Кос. сф равно бесконечности.
3. U смещения, характеризующее несимметричность входного каскада ДУ, связанную с несовершенством технологии его изготовления, и равное постоянному диф. напряжению которое необходимо подать на вход, чтобы сбалансировать ДУ, т.е. сделать его выходное направление Uвых равным 0.
4. разность входных токов, также связанная с несимметрией входного каскада ДУ и равная току, который необходимо подать на один из входов, чтобы выходное напряжение установилось равным 0
5. входное сопротивление (дифференциальное) Rвх, определяемое на входных выводах ДУ и равное отношению изменения входного (дифференциального) напряжения к изменению входного тока.
6. выходное сопротивление Rвых (сотни Ом), определяемое на выходных выводах ДУ и равное отношению изменения выходного напряжения к изменению выходного тока.
7. максимальное выходное напряжение Uвых max (единицы вольт), при котором не искажается форма выходного сигнала
8. верхняя граничная частота полосы пропускания fв (около 1 МГц).
Рис. 1.
В такой схеме должно соблюдаться условие Uвх и Uвых = 0.
1. Пусть Uвх = 0 и подключен только источник питания, тогда по цепям протекает пост. ток, устанавливается пост. U, но т.к. обе половины схемы идентичны то Iк01 = Iк02, Uк01 = Uк02.
Значит, потенциал точки А равняется потенциалу точки В и Uвых = 0, условие выполняется.
2. Пусть на вход мы подаем 2 одинаковые по величине и по фазе сигнала (синфазные). Тогда Iк и Uк двух транзисторов изменяются на одинаковую величину, в результате потенциал точки А остается равным потенциалу точки В и Uвых = 0. Значит, ДУ не усиливает, не пропускает на выход синфазный сигнал.
3. Пусть на вход подаем одинаковые по величине, но противофазные сигналы. Тогда, на VT1 положительная полуволна, транзистор закрывается, Iк, Uк падают. На VT2 отрицательная полуволна, VT открыв., Iк, Uк возрастает. Потенциал точки А отличается от потенциала точки В и получаем Uвых, которое является напряжением усиленного сигнала.
Вывод: ДУ усиливает дифференциальный сигнал.
Такое функционирование схемы приводит к следующим положительным моментам.
1. Тот факт, что обе половины идентичны, приводит к тому, что постоянные токи питания в Rэ имеют одинаковые направления и слагаются, в результате Uэ удвоится, ООС по пост. току глубокая, что приводит к стабилизации рабочего режима.
2. Т.к. на вход подаются два противофазных сигнала, токи этих сигналов через Rэ имеют противоположное направление и компенсируются. В результате ООС для полезных сигналов минимальна и не влияет на усиление.
Все помехи, фоны, искажения, дрейф 0 относится к синфазным сигналам. Поэтому ДУ не пропускает их на выходе.
45. RC-генераторы.
Различают RC-генераторы с инвертирующим и неинвертирующим усилителями.
Инвертир. усилитель вносит фазовый сдвиг φк = π. Поэтому фазосдвигающая RC-цепь ОС на частоте генерируемых колебаний также должна вносить фазовый сдвиг φн = ± π. Пример такого генератора с трехфазной RC-цепью показан на рис. 1.a.
Рис. 1.
Распространена схема RC-генератора с так называемым мостом Вина (рис. 1.b).
В современных RC-генераторах часто применяют операционные усилители, коэффициент усиления которых значительно больше трех. Для уменьшения коэфф. усиления используют ООС. Эту же ООС используют и для динамического управления коэффициентом усиления, обеспечивающего выполнение баланса амплитуд без захода на нелинейные участки проходной ВАХ усилителя. Заметим, что в RC-генераторах работа усилительного элемента на нелинейном участке ВАХ создает неустранимые нелинейные искаж.
Рис. 2.
На рис. 2 показана схема RC-генератора на операционном усилителе. На неинвертирующий вход усилителя ч/з мост Вина подается напряжение частотно-зависимой положительной ОС. На инвертирующий вход ч/з делитель R1, R2 подается напряжение частотно-независимой ООС. Резистор R2 шунтирован сопротивлением канала полевого транзистора VT1. Сопротивление канала управляется напряжением затвора, равным выпрямленному U с входа генератора.
Когда колебаний нет, напряжение на затворе равно нулю, сопротивление канала мало. При этом глубина ООС минимальна, а коэффициент усиления усилителя максимальный. При росте амплитуды колебаний напряжение на выходе выпрямителя растет и запирает канал. Вследствие этого увеличивается глубина ОС и уменьшается коэфф. усиления до тех пор, пока не будет достигнут баланс амплитуд.
Перестройка RC-генератора выполняется с помощью сдвоенного переменного резистора, одновременно изменяющего величины обоих резисторов моста Вина. Минимальная частота ограничивается конструктивно допустимыми емкостями и максимальными сопротивлениями R, при которых они остаются еще значительно меньше входного сопротивления усилителя. Максимальная частота ограничивается паразитными емкостями и минимальными сопротивлениями, при которых усилитель способен обеспечить нужный коэффициент усиления.
46. LC-генераторы.
Генераторы с внешней ОС наиболее часто реализуют по 3х-точечной схеме (рис. 1) с применением интегральных усилителей на одном транзисторе. Элементы Z1, Z2 и Z3 образуют резонансный LC-контур и создают частотно-зависимую ОС. В генераторах используются катушки индуктивности и конденсаторы с малыми потерями, поэтому в первом приближении можно учитывать только их реактивные сопротивления. Полагая, что входное сопротивление усилителя значительно больше |Z1|, получаем коэффициент ОС
( = Z1 / (Z1 + Z3) = X1 / (X1 + X3).
Рис. 1.
Если применен инвертирующий усилитель, как показано на рис. 1, то на резонансной частоте контура, для которой X1 + X2 + X3 = 0, усилитель вносит фазовый сдвиг φк (ω0) = π. При этом для выполнения условия баланса фаз цепь ОС также должна внести фазовый сдвиг, равный π. Очевидно, это имеет место, когда X1 и X2 – реактивные сопротивления с противоположными знаками и |X1| < |X2|. Условие баланса фаз может быть выполнено, если X1 и X2 – индуктивные сопротивления, а X3 емкостное (рис 2.a), либо наоборот X1 и X2 – емкостные сопротивления, а X3 – индуктивное (рис. 2.b).
Рис. 2.
Если же усилитель генератора неинвертирующий, то на резонансной частоте контура он не вносит фазового сдвига и φк (ω0) = 0, поэтому в такой схеме условие баланса фаз будет выполнено, если φ( (ω0) = 0. Это возможно, если знаки X1 и X2 одинаковы, а знак X2 – противоположный. Получаемые при этом варианты схим показаны на рис 2.с.d.
На частоту генерируемых колебаний оказывает влияние не только цепь ОС, но и параметры усилителей, такие, как входное и выходное сопротивления, ФЧХ коэффициента усиления.
Если помог, напишите rivlad@yandex.ru ©
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8
