.
Выбор ограничен снизу нелинейной областью характеристик транзистора и необходимым допуском на возможное его уменьшение при изменении температуры, обычно .
Расчет усредненных параметров транзистора в этом случае следует вести для точки с координатами:
;
.
Для импульсных сигналов типа "меандр" (Q=2) выбор рабочей точки и типа проводимости транзистора аналогичен случаю гармонического сигнала.
Хотя приведенные выше соотношения ориентированы на БТ, на них следует ориентироваться и при расчете каскадов на ПТ, учитывая особенности последних.
2.12.2. Анализ усилительных каскадов в области малых времен
Выражение для относительного коэффициента передачи усилительных каскадов на БТ и ПТ в области ВЧ имеет вид:
.
Получим выражение для переходной характеристики:
.
По таблице 2.3 получим "оригинал":
.
Воспользовавшись определением времени установления (см. рисунок 2.4), получим:
;
отсюда ;
;
отсюда ;
тогда ;
и окончательно получаем:
.
Из анализа выражения для следует, что процесс установления амплитуды заканчивается через , следовательно, чтобы не было уменьшения каскада из-за не достижения установившегося режима, необходимо, чтобы длительность импульса была:
.
Учесть время запаздывания для каскада на БТ можно следующим образом:
.
2.12.3. Анализ усилительных каскадов в области больших времен
Выражение для относительного коэффициента передачи усилительных каскадов на БТ и ПТ в области НЧ имеет вид:
.
Получим выражение для переходной характеристики:
.
По таблице 2.3 получим "оригинал":
.
При , разлагая в степенной ряд и ограничившись двумя членами, при (рисунок 2.40) получаем для случая малых искажений
плоской вершины импульса (D£20%):
,
откуда:
.
2.12.4. Связь временных и частотных характеристик усилительных
каскадов
Т.к. временные и частотные характеристики каскадов выражаются через постоянные времени и , то легко получить связывающие их выражения. Итак:
,
,
,
.
откуда при получаем:
,
.
2.13. Простейшие схемы коррекции АЧХ и ПХ
Целью коррекции является расширение диапазона рабочих частот, как в области ВЧ, так и в области НЧ в усилителях гармонических сигналов, либо уменьшение искажений в областях МВ и БВ в усилителях импульсных сигналов.
В области ВЧ (МВ) применяется простая параллельная индуктивная коррекция. Более сложные варианты индуктивной коррекции применяются редко из-за сложности настройки и трудности при реализации УУ в микроисполнении.
Схема каскада с простой параллельной индуктивной ВЧ-коррекцией на ПТ со схемой для области ВЧ (МВ) приведены на рисунке 2.41.
Физически эффект увеличения объясняется относительным увеличением коэффициента передачи на ВЧ за счет увеличения эквивалентной нагрузки каскада (путем добавления индуктивного сопротивления в цепь стока). Эффект уменьшения объясняется увеличением тока через емкость (что сокращает время ее заряда и, следовательно, уменьшает ) за счет того, что в начальный момент выходной ток транзистора практически весь направляется в цепь , его ответвлению в стоковую цепь препятствует ЭДС самоиндукции в индуктивности .
В [6] приводятся основные выражения для расчета каскадов с простой индуктивной параллельной ВЧ коррекцией для случая, когда , что практически всегда имеет место в промежуточных каскадах на ПТ:
.
После преобразования получаем:
,
где W- нормированная частота, , ;
m - коэффициент коррекции, по физическому смыслу представляющий собой квадрат добротности () параллельного колебательного контура (см. рисунок 2.41б), .
Модуль полученного выражения дает АЧХ корректированного каскада:
.
Максимально плоская АЧХ получается, когда m=0,414 [6]. Данное условие вытекает из равенства нулю производной при W=0, т.е. АЧХ не должна иметь наклона в точке W=0.
ФЧХ корректированного каскада определяется выражением:
.
ФЧХ максимально линейна, если m=0,322 [6]. Добротность соответствует границе между апериодическими и колебательными разрядами конденсатора контура , поэтому при m£0,25 выброса в ПХ не будет, т.к. не будет затухающих колебаний в контуре.
На рисунке 2.42 приведены нормированные АЧХ и ПХ каскадов на ПТ с простой параллельной индуктивной коррекцией для различных коэффициентов коррекции m.
Для оценки эффективности УУ вводят понятие площади усиления П для ШУ и импульсной добротности D для ИУ:
,
,
.
Как видно из рисунка 2.42, максимальный выигрыш по этим параметрам в каскаде на ПТ для рассмотренного варианта коррекции и отсутствии подъема АЧХ на ВЧ (выброса ПХ в области МВ), составляет 1,73 [6] раза. Следует подчеркнуть, что данный выигрыш получается при условии когда , что обычно имеет место при использовании каскада на ПТ в качестве промежуточного в УУ.
В каскадах на БТ (схема не приводится ввиду ее подобия рисунку 2.41) анализ эффективности простой параллельной индуктивной коррекции сложнее из-за необходимости учета частотной зависимости крутизны БТ, .
Выражение для относительного коэффициента передачи имеет вид [6]:
,
здесь - постоянная времени каскада без коррекции на ВЧ; - коэффициент коррекции; - отношение составляющих постоянной времени каскада.
Данное выражение не позволяет однозначно оценить выигрыш, даваемый простой параллельной индуктивной коррекцией в каскадах на БТ, поэтому либо приходится прибегать к помощи ЭВМ, либо пользоваться таблицами, приведенными, например, в [6]. Анализ показывает, что выигрыш в площади усиления (импульсной добротности) может достигать величины, равной , т.е. величины, большей двух раз (теоретически до 20, практически 2…10).
Анализ так же показывает, что простая параллельная индуктивная коррекция в каскаде на БТ наиболее эффективна при малых х, что соответствует случаю применения относительно низкочастотных транзисторов.
В целом же следует заметить, что, несмотря на некоторую эффективность, простая параллельная индуктивная коррекция в современной схемотехнике УУ используется редко. Это объясняется, в первую очередь, технологическими трудностям реализации индуктивностей в ИМС, и сильной зависимостью эффекта коррекции от параметров транзистора, что требует подстройки схемы в случае их разброса. Возможно использование вместо катушки индуктивности индуктивного входного сопротивления каскада с ОБ (рисунок 2.43).
Индуктивность транзистора VT2 между эмиттером и общим проводом равна:
,
где k=(1,2…1,6).
Резистор R служит для увеличения индуктивности и ее подстройки (при гибридно-пленочной технологии лазерной подгонкой или выносными резисторами).
В области НЧ (БВ) находит применение коррекция коллекторным (стоковым) фильтром.
Схема каскада с НЧ-коррекцией на БТ и его упрощенная (учитывающая влияние только ) схема для области НЧ изображены на рисунке 2.44.
Физически уменьшение объясняется относительным увеличением коэффициента передачи в области НЧ за счет увеличения эквивалентной нагрузки каскада путем добавления емкостного сопротивления в цепь коллектора на НЧ. Эффект уменьшения спада плоской вершины импульса D поясняется эпюрами напряжения, приведенными на рисунке 2.44б.
В идеальном случае, при , условием коррекции будет равенство постоянных времен и [6]. В реальных схемах рекомендуется брать , для подъема вершины импульса на (10…20)% можно воспользоваться соотношением:
.
3. УСИЛИТЕЛИ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
3.1. Общие сведения
Обратная связь (ОС) находит широкое применение в разнообразных АЭУ, в т.ч. и в УУ. В УУ введение ОС призвано улучшить ряд основных показателей или придать новые специфические свойства. Особую, принципиальную роль ОС играет в микроэлектронных УУ. Можно утверждать, что без широкого использования ОС было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.
Обратной связью называется передача части (или всей) энергии сигнала с выхода на вход устройства. Сниматься сигнал обратной связи может с выхода всего устройства или с какого-либо промежуточного каскада. ОС, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую несколько каскадов или весь многокаскадный УУ - общей.
Структурная схема УУ с ОС приведена на рисунке 3.1.
Обычно коэффициент усиления УУ и коэффициент передачи цепи ОС носят комплексный характер, что указывает на возможность фазового сдвига в областях НЧ и ВЧ за счет наличия реактивных элементов как в самом УУ, так и в цепи ОС.
Коэффициент передачи цепи ОС равен:
.
Согласно классической теории ОС, влияние ОС на качественные показатели УУ определяются возвратной разностью (глубиной ОС):
,
где - определитель при равенстве нулю параметра прямой передачи. Равенство нулю этого параметра равносильно разрыву замкнутой петли передачи сигнала с сохранением нагружающих иммитансов в месте разрыва.
Следование классической теории ОС приводит к сложности вычислений, преодолимой только с помощью ЭВМ.
Для эскизных расчетов пригодна элементарная теория ОС [6]. Ее применение допустимо тогда, когда есть возможность разделения цепей прямой передачи и обратной передачи . В реальных УУ четкого разделения этих цепей невозможно, поэтому расчеты с помощью элементарной теории ОС приводят к погрешности результатов, впрочем, вполне допустимой для эскизного проектирования. Согласно элементарной теории ОС, глубина ОС определится как:
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21, 22
