Ці вузькі поля можливо обумовлені значним поширенням критичних струмів в джозефсонівських переходах. Після зміщення струми встановлені, то помилки спостерігалися протягом 2-х періодів виміру.
RS-FF з 16 переходів CAM виступив Херст і ін. і працював на 45 K (39). Його конструкція була аналогічна повідомив раніше Шохор ін. (52). CAM переходи мають переваги, які роблять їх особливо придатними для прийняття вертикальних петель SFQ з низькою індуктивністю та зменшенням паразитних індуктивностей. Кім та ін. перевірили діяльність RS-FF з чотирма бікристалами перехресть, 71 K (54). SFQ зберігається в RS-FF, було зачитано за допомогою магнітного зв'язку SQUID.
Рис.17 Еквівалентна схема трьох-бітного SFQ регістра зсуву.
2.4.1 Збалансований компаратор
Збалансований компаратор, в якому два джозефсонівських послідовних з'єднань, це не тільки один з важливих елементів ланцюгів RSFQ, один досліджує ймовірність перемикання джозефсонівських переходів. Отримані "параметри згладжування" перемикання "сірої зони" і BER з допомогою компаратора, відповідно, описаних у розділі 9.3.2.1 компаратор був частиною кільцевого генератора в тому числі 15 FEBI переходів (рис.18). SFQ може циркулювати в кільці осцилятора і його поширення частот можуть бути розраховані, за відношенням Джозефсона, в залежності від напруги на кільцевому генераторі. Були отримані максимальні частоти стабільної циркуляції 6 ГГц. Це відповідає затримці 17пс за перехід.
Зонненберг та інші випробовували збалансований компаратор в три-HTS-шаровій технології. Вісім переходів індуктивності перебували на похилій горизонтальній площині, щоб зменшити індуктивність значення (55). Правильного функціонування збалансованого компаратора отримали шляхом постійного вимірювання властивостей перемикання. Сіра зона перемикання вимірювалася в залежності від температури (4.2-30 K) і робочої частоти (2.5-80 ГГц). Для кожної температури, сіра ширина зони має мінімум при низьких швидкостях імпульс 10-15, де Ic кожного переходу становить близько 100. Ширина сірої зони збільшується зі збільшенням частоти пульсу і збільшився більш швидкими темпами на 30 K ніж на 4,2 К.
Рис.18. Еквівалентні схеми кільцевого генератора SFQ зі збалансованим компаратором.
2.4.2 Дільники напруги
Окремі елементи логічної схеми RSFQ можуть працювати на частотах для яких характерна частота Джозефсона. Обмеження 0, коли багато цих елементів пов'язані один з одним за допомогою JTL, і це призводить до необхідності використання джозефсонівських контактів з вищими IcRn продуктивностями (56). Високочастотні обмеження елементів RSFQ можуть бути експериментально знайдені за допомогою співвідношення Джозефсона між середньою напругою постійного струму на переході і коливання Джозефсона частотою . T-FF проходить кожен другий вихор від входу до виходу, так що вихідна напруга Vout це одна половина Vin. Просте вимірювання Vin і Vout дозволяє перевірити функціонування T-FF на високих частотах. Коли частотна межа не перевищена, Vout і буде рівна Vin / 2.
Каплуненко та ін. Перші, хто провів випробування дільники напруги з використанням HTS матеріалів. Вони використовували одношарові YBCO і своєрідний дизайн. Малі індуктивності контуру SFQ, близько 10 рН утворюють вузькі щілини шириною 0,4, які можна порівняти з глибиною проникнення ~0,15 зверхпровідної плівки YBCO. Дві щілини, розділені мостом 0,8 , забезпечують міцний зв'язок між двома петлями SFQ (58,59). Еквівалентна схема і макет Т-FF ланцюга, яка включала 11 бікристальних вузлів, показані на рис. 19a і 19b. Як показана рис. 19c, функціонування спостерігалося до 0,82 при 4,4 K, даючи в межах точності експерименту, що відповідає частоті Джозефсона близько 400 ГГц.
Дільник напруги з допомогою дев'яти рамп краю переходів з шаруватої горизонтальній площині був виготовлений Хасімото і ін. На 12,5K, максимальна напруга, при якому Vвих 0.4. Це значення відповідає 200 ГГц. Сайто та ін. Сфабрикували дільник напруги, використовуючи 11 типу рампи краю переходів і експлуатується на частотах до 155 Ггц при 15 К і 19 ГГц при 27 K (27).
Рис. 19 (а) Еквівалентна схема, (б) план, і (с), виміряні введення Vin, а також продукції, Vout, напруги дільника напруги на основі субмікронних щілин індуктивності.
2.4.3 Аналого-цифрові перетворювачі флеш типу
Періодичний характер SQUID дозволяє будувати n-розрядний аналого-цифровий перетворювач флеш-типу (AD), перетворювач містить тільки n компараторів, а не 2n +1, що використовуються в напівпровідниках флеш-тип. Циркулюючим струмом в петлі SQUID є періодична функція потоку, що застосовується з періодичністю Ф0. Це формує основу для 1 біт перетворювача. Динамічний діапазон такого перетворювача обмежується тільки, скільки магнітного потоку може бути застосований до SQUID без придушення критичних струмів джозефсонівських в тому числі. Відповідно до пропозиції К0, обсяг магнітного потоку може бути значно збільшений, з допомогою порівняння на основі квазі-одного-з'єднання SQUID (QOS).
Рис. 20 (a) показує, що еквівалентна схема основних QOS лежить в основі компаратора. Як показано на рис. 20b, струм через оцифровування J0 переходу в цьому ланцюзі є періодичною функцією аналогового вхідного струму Ia. Критичний струм J0 повинен бути набагато меншим, ніж вибірка Js переходу, якщо вплив Js на поведінку QOS повинний бути невеликим. L з цього циклу має бути менше 1, оскільки періодична крива повинна мати одне значення для всіх значень Ia. Для роботи високочастотних, значення повинно бути не менше 0.5. Для 4-бітних перетворювачів, періодична крива повинна мати хоча б чотири повних періоди. При дискретизації імпульсу Ip застосовується з належним чином закріплена амплітуда ІС. Кожне перемикання результується вибірковим переходом в напругу на виході вузла схеми, і цей стан вважається логічною "1". Дискретизація імпульсу Ip, не призводять до вихідної напруги, стан вважається логічним "0".
Рис. 20 (а) Еквівалентна схема базового QOS періодичного компаратора і (б) періодичні залежності QOS поточного IJ0 на аналоговому струм Ia.
Про використання HTS матеріалів першим повідомив Wiegerink та ін. За їх схемою, два джозефсонівських переходи у QOS поділені на два паралельні ребра рампи, яка дозволяє реалізувати дуже низьку петлю індуктивності. Експлуатація цього компаратора продемонстрована на повільних швидкостях відбору проб, хоча згасання критичного струму переходу через магнітні поля, пов'язані з вхідним струмом Ia явно спостерігається. Поріг QOS поліпшені шляхом зміни його структури і до восьми повних періодів спостерігалися без згасання. При температурі близько 40K, кілька 4-бітних перетворювачів чіпів за допомогою вдосконаленої QOS повністю функціонували при роботі на низькій частоті (1 кГц).
Умедзава та ін. Також виготовили 1-бітовий QOS зі надпровідним циклом використання SEGB перехрестя і базові АЦ-перетворення показали, що при 77 K, він працював на частотах від 10 кГц до 1 МГц (64).
Збалансований компаратор описаний в розділі 9.4.2 також може бути використаний як компаратор флеш-типу. Кідіярова-Шевченко та ін. Сконструйовані таким чином перетворювачі використані тришаровою HTS, а також змоделювали принцип його роботи.
2.4.4 Підрахунок типу АЦП
Рис.21 показує, блок-схему підрахунку типу перетворювача. Керовані напругою осцилятори (VCO) постійно стежать за аналоговим входом, створюючи імпульси зі швидкістю, пропорційною напрузі. Змінний ефект Джозефсона в єдиний вузол дає майже ідеальний перетворювач "напруга - частота", тому що співвідношення Джозефсона дає . Повний 12-бітний NbN AD перетворювач з допомогою цієї, будови використовує тільки 52 джозефсонівських переходів.
SFQ лічильника показано на рис.21 і складається з серії SFQ T-FFs. Маккамбрідж та ін, зробили перший крок на шлях до створення розрахунку АЦП, виготовлення і випробування одного T-FF з DC / SFQ конвертер, JTL та зчитування воріт. Маккамбрідж та ін. використовували три шари YBCO структури, в якій 10 рамп краю переходів із легованого YBCO бар’єру на похилій площині землі YBCO були використані. Їх схема працювала на 65 K. При низьких швидкостях. Схема НД складалася з 14 рамп краю переходів шаруватої структури, такою ж, як і переходи в ланцюзі Маккамбрідж. Зчитування напруги ланцюга ЗС показує, що при 65 K IcRn, було вище, ніж 0,1 .
2.4.5 Сігма-дельта АЦП
Сігма-дельта архітектури є кращими архітектурами для АЦП з високим динамічним діапазоном. Цей підхід передискретизації здійснюється напівпровідниковими приладами, що використовуються в додатках, де аудіо сигнали на кілогерц частоти дискретизації МГц частот модулятора і результуючий потік бітів цифрової фільтрації, щоб забезпечити врегулювання 18 - 20Біт. Напівпровідниковий AD перетворювач обмежується МГц проб і цифровою фільтрацією. Надпровідник AD, однак, може виконувати гігагерц відбору проб і застосовувати переваги цифрової фільтрації, МГц смуги пропускання сигналів. Крім того, потік квантування в надпровідниковому контур забезпечує точний квантово-механічний механізм зворотного зв'язку. Точність відгуку дуже важливі для виконання AD перетворювачів.
Рис.22 показує, блок-схему першого порядку AD модулятора. Цифровий сигнал знімається з вхідного сигналу в ланцюзі зворотного зв'язку. Цей вид зворотного зв'язку приводить до усередненого виході компаратора в точності вхідного сигналу. Відхилення квантованих виходів компаратора від аналогового вхідного сигналу може бути небезпечним, як шум і називається шумом квантування. Шум квантування зміщений в область високих частот. Очевидно, що відношення сигнал шум може бути покращене шляхом фільтрації частот вищої смуги сигналу.
Інтегратор, компаратор і зворотний зв'язок першого порядку модулятор легко реалізується за допомогою джозефсонівських контактів, як показано на Рис.22. Форрестер та ін. Сфабрикували простий HTS модулятор. Вони вимірювали свої виступи на 35K шляхом введення 5,01 МГц сигналу і передачі вихідного потоку бітів аналізатором спектру, яким виміряно відносну амплітуду небажаних гармонік, і визначальних шпорів вільного динамічного діапазону (SFDR). З частотою дискретизації 27 ГГц, SFDP виміряно понад 75 дБ. Ця величина порівнянна з модулятором LTS.
Рис.22 Блок-схема першого порядку модулятора з цифровим фільтром.
Про інший HTS модулятор повідомив Рук та ін. Схема виготовлена на підкладці бікристала STO. YBCO / STO / YBCO тришарових виготовлена методом лазерного напилення.
Самий нижній шар служить надпровідною поверхнею грунту і джозефсонівські переходи сформовані у верхньому шарі. Pd / Au, ця тонка плівка використана для інтегратора опору.
